Sensor de corrente nA a mA

Preciso sentir a corrente de um MCU de destino através de vários períodos de seu estado ligado / inativo / desligado e, em seguida, preciso enviar esses dados de volta para outro MCU de interface para ler o valor. Ambos estarão na mesma placa, alimentados por 5 V USB.

No entanto, esses são os requisitos que tenho:

1. PSU USB de 5 V
2. Deve ser capaz de detectar correntes na faixa de nA a mA com alta precisão / precisão. (Figura 1 nA a 500 mA)
3. Meça apenas a corrente do MCU de destino e não a interface.
4. Deve produzir no máximo MCU de interface de 3,3 V

Analisei as opções disponíveis e os amplificadores sensoriais atuais da Texas Instruments não conseguem detectar nA devido a correntes de polarização mais altas. Portanto, sinto que precisaria de um amplificador de precisão.

No entanto, estou preso em como proceder com isso porque, de alguma forma, preciso ter uma faixa de corrente dinâmica automática e sou bastante novo no sensor de corrente e não tenho muita certeza de todos os detalhes.

TL; DR

Um circuito é apresentado com base em uma topologia de regulador, estável em qualquer carga capacitiva, que inclui um diodo em série com a corrente de saída. A tensão desenvolvida nesse diodo é nominalmente o log da corrente, o que permite que uma faixa muito ampla de corrente seja medida com uma única faixa de tensão. Excelente estabilidade dinâmica foi demonstrada em simulação.

Em corrente baixa, o circuito é barulhento e lento (sem grande surpresa). Os presentes resultados mostram cerca de +/- 5% de ruído eficaz em correntes baixas, para tempos de estabilização de 10uS para correntes de 1uA e acima, aumentando para 1 segundo o tempo de estabilização para correntes abaixo de 1nA.

/ TL; DR

Eu suspeito que você não precisa de alta precisão. Você só pensa assim por causa da enorme variedade de nA a 500mA. Obviamente, +/- 1nA a 500mA exigiria precisão colossal. Eu suspeito que +/- 10% a 500mA simultaneamente com +/- 10% em alguns nA e um único intervalo para cobrir ambos sem alternar seria útil.

O pensamento inicial, que joguei como sugestão inicialmente, é mostrado na parte inferior do post para referência.

Infelizmente, tem uma falha fatal. Embora possa indicar 1nA bem o suficiente, à medida que a corrente aumenta repentinamente, a saída do opamp não se move inicialmente, devido à sua compensação interna e ao C1. Como resultado, a tensão de saída cai em mais de 1v (necessária para que a corrente flua através de Q1 e D1) por um momento, o que embaraçaria seriamente qualquer MCU sendo fornecido por essa linha.

A 'solução' é incorporar a capacitância de desacoplamento do trilho MCU na análise. No entanto, C extra na linha MCU provoca instabilidade, pois está em derivação com a entrada inversora de opamp, e praticamente não é compensável em uma ampla faixa que queremos.

Então, o próximo pensamento foi 'este é basicamente um amplificador de transimpedância, embora com um resistor de feedback muito não linear, como eles são estáveis?' Uma rápida pesquisa por aqueles me levou ao artigo de Bob Pease (RAP de Nat Semi, Bob Pease - deve ser lido por qualquer designer analógico. Se você não tirar mais nada dessa resposta, desenterre e leia algumas das coisas dele!)

Foi rapidamente aparente que a capacitância assumida no nó inversor do amplificador operacional, apesar de grande em comparação com o pF, era muito pequena em comparação aos 10uF que poderíamos encontrar em uma linha VCC, e o ajuste de alta velocidade assumia um resistor de feedback constante, portanto essa topologia não era inicial.

Então pensei: se não vamos escurecer o MCU quando a corrente mudar, ele deve se comportar como um regulador. Lembrei-me dos problemas de tântalo versus capacitor de saída de cerâmica dos LDOs. As arquiteturas que dependem da ESR de meio ohm de um tântalo para serem estáveis ​​não são estáveis ​​com a cerâmica. Quando a topologia é alterada para tolerar a ESR zero da cerâmica, eles podem tolerar qualquer valor grande acima do mínimo especificado.

Para lidar com um capacitor de saída grande, ele é projetado para ser o polo dominante, com uma fonte de corrente de saída transformando-o em um integrador, mantendo o restante da cadeia de controle com menos de 45 graus de mudança de fase. Depois que o flip é feito, o capacitor de saída pode ser de qualquer tamanho maior e o LDO continuará estável. O capacitor de saída do regulador fornece toda a retenção de tensão durante um evento de mudança de corrente.

Agora eu procurei por notas de aplicativos LDO. Este é o novo design como resultado. É amplamente semelhante ao original no conceito DC, mas é construído em torno do capacitor de saída e usa os truques empregados pelos LDOs projetados para cerâmica, para obter estabilidade suficiente.

Análise

Q2 é o dispositivo PNP de passagem em série, configurado com R2 para ser a saída atual. Esse tipo específico é de 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz pés, parte da classe de culinária que estava na biblioteca do LTSpice. I1 o direciona para 10 mA nominal, para reduzir o delta V necessário quando subitamente necessário aumentar a corrente de zero e fornecer um coletor de corrente substancial para lidar com uma redução repentina na saída de corrente.

D1 é nosso velho amigo, o elemento não linear através do qual a corrente de saída desenvolve a tensão do log. Eu usei 1n4148 como estava na biblioteca. Ele é acompanhado por R1, para definir a extremidade inferior da faixa de corrente (10mV para 1nA), D3 para capturar tensões reversas quando a corrente diminuir repentinamente, e C2, pois melhora a estabilidade e o excesso de saída. Observe que, se o 1N4148 for substituído por tipos 1n400x mais robustos, sua maior capacitância será completamente absorvida pelo C2, portanto, será modelada o suficiente para garantir a estabilidade.

Eu teria modelado um TL071. Tentei pela primeira vez um LTC1150 com um GBW de 1,5 MHz, mas lutava para obter uma estabilidade razoável. Eu então mudei para o LT1022 mostrado. Isso é um pouco mais rápido em 8MHz GBW, mas existem muitas partes muito mais rápidas por aí.

A rede ao redor inclui R3 para detectar 0v, C3 para estabilidade e R4 para adicionar um zero a C3, conforme sugerido nas notas do aplicativo LDO. Com esses valores, alcançados pelo hope'n'poke, já não é ruim. Tenho certeza de que poderia ser melhor com um pouco de análise adequada. Em vez de usar um amplificador estável de ganho de unidade ainda mais rápido, deve ser melhor usar um que seja descompensado.

Certamente parece estável o suficiente para o efeito. Qualquer pessoa que construa este circuito para usar com raiva pode encontrar mais parasitas não modelados que reduzam a estabilidade, mas eu sugiro que eles comecem com um amplificador ainda mais rápido para dar mais espaço para os cotovelos.

I2 fornece o carregamento atual dependente do tempo para a demonstração. Como você pode ver na sequência de parâmetros, ele está girando de 100pA a 100mA com tempo de espera de 100nS (alterando a corrente em um ciclo de 10MHz) e retornando novamente. O diodo D2 fornece uma maneira conveniente para a simulação mostrar a corrente do log e não faz parte do circuito de destino.

Ao fazer simulações, prefiro ter toda a 'ação' em torno de 0v, portanto, para os trilhos de -5, 0v e + 5v mostrados aqui, leia 0v, + 5v e + 10v respectivamente para a aplicação do OP.

Este é o gráfico transitório geral

O valor DC inicial da tensão de saída é de 0,5mV para 100pA, e quando eu passo de 1nA, é de cerca de 5mV, então temos uma discriminação sensível no nível e abaixo de 1nA.

Há uma pequena superação do valor da medição quando a corrente aumenta.

A rotação atinge os limites do diodo quando a corrente diminui. Há também uma cauda de leitura de 20mS ao mudar de 100mA para 100pA, não sei como melhorar isso, talvez alguém tenha uma sugestão. A cauda ainda está presente ao mudar para 10nA, mas ao mudar para 100nA ou mais, a cauda está ausente. Para esta aplicação, eu imagino que tudo bem.

Nas próximas três parcelas, examinamos a estabilidade da tensão do trilho de saída, que é muito importante.

No aumento de 100pA para 100mA

O transiente ferroviário em andamento é de apenas 12mV e o ritmo morto. Você não encontrará muitos LDOs comerciais oferecendo esse tipo de desempenho para uma mudança atual tão violenta.

e no caminho de volta para 100pA

Sem o D3 para fornecer condução reversa, o Vmeas oscilaria para o trilho -ve por um tempo, em vez de para -0,6v.

O transiente de trilho descendente também é limitado a 12mV. Você pode ver a redução na taxa limitada, resultante do coletor de corrente I1.

Não vou dizer que é uma prova de princípio, mas acho que é uma prova muito boa de plausibilidade. A simulação inclui muitos parasitas, Q2 Miller C, a compensação do opamp, e com o desempenho rival de um LDO, acho que é uma boa base para começar a desenvolver algo que pode alimentar um MCU, em diferentes correntes, lendo em um grande número alcance.

Isso mostra Vmeas como a saída. Conforme indicado no post original, a precisão térmica será aprimorada se for medida em relação a outro diodo na mesma temperatura. Vmeas é uma saída de baixa impedância, portanto, isso é muito direto com um simples amplificador diferencial.

Como antes, a substituição de R1 por um resistor de valor mais baixo proporcionará uma saída de faixa linear mais precisa, para tensões para as quais D1 não está conduzindo.

Problemas de ruído

Agora que um circuito estável foi desenvolvido, podemos começar a observar o ruído. O gráfico a seguir mostra o ganho da entrada do amplificador operacional, com um capacitor de 1nF instalado em C2. As curvas cobrem 100pA a 100mA. As curvas 100pA e 1nA são indistinguíveis em azul brilhante e muito próximas da curva 10nA vermelha. 1uA é rosa, 1mA é azul escuro, a curva de 100mA é mais baixa que roxa.

O uso da simulação .noise do LTSpice e o .measure para integrar o ruído de saída em uma largura de banda de 10mHz a 10MHz, usando um capacitor de 33nF para C2, resultaram em um ruído de 2mV rms relativamente constante para as correntes de 1nA a 100uA, com o ruído caindo à medida que as correntes aumentavam. para cerca de 100uV rms a 100mA.

A penalidade do aumento do valor de C3 foi aumentada no tempo de estabilização após uma redução gradual da corrente. O tempo para atingir 1mV do valor final foi de aproximadamente 10mS a 1uA, 60mS a 100nA, 500mS a 10nA e 900mS a 1nA.

O presente amplificador operacional, LT1022, reivindica vários 10s de nV a 1kHz. O artigo do amplificador de transimpedância de Bob Pease mencionado anteriormente sugere que 3nV é viável com uma entrada FET de baixa corrente, usando FETs discretos de baixo ruído como parte frontal de um amplificador composto. O uso de um opamp melhorado deve reduzir os níveis de ruído em uma ordem de magnitude.

Esta é a sugestão original, para referência.

^{simular este circuito - esquemático criado usando o CircuitLab}

O opamp servo a corrente através de Q1 e D1 para manter a tensão de saída em 5v, para que seu MCU esteja sempre vendo sua tensão operacional correta.

A tensão que você mede entre os dois diodos é proporcional ao log da razão entre a corrente D1 e a corrente D2. Embora você possa trabalhar apenas com a tensão em D1, isso depende da temperatura. Este método usa D2 para compensar essa dependência.

Deve ser capaz de detectar correntes na faixa de nA a mA com alta precisão / precisão. (Figura 1 nA a 500 mA)

E....

Preciso sentir a corrente de um MCU alvo através de vários períodos do estado ligado / inativo / desligado

OK, supondo que você coloque um resistor de pequeno valor na alimentação, esse resistor não deve "cair" mais do que (digamos) 0,1 volts a 500 mA. Se houver uma queda significativa de tensão, você estará comprometendo a medição e possivelmente fazendo com que o dispositivo alvo funcione com uma voltagem muito baixa.

Assim, 500 mA e 0,1 volts requerem um resistor de 0,2 ohms. Agora, esse resistor quando alimentado a 1 nA produzirá uma tensão de medição de 0,2 nV.

Você vê o primeiro problema? Não existe realmente uma tecnologia barata e confiável que possa fazer isso porque qualquer amplificador operacional terá um ruído significativamente maior do que o que você está tentando medir e, considerando que você deseja fazer medições dinâmicas, a largura de banda necessária pode ser de dez de kHz e você medirá apenas o ruído!

EDIT - considerações sobre amplificadores de log

1. Assumir uma largura de banda de ruído de 10 kHz (cerca de 7 kHz de largura de banda de sinal para medir adequadamente as alterações na corrente do alvo) significa que um amplificador operacional com ruído de tensão de 1 nV / sqrt (Hz) tem o equivalente a 100 nV RMS no entrada não inversora. Um amplificador operacional com esse valor baixo de ruído é realmente um animal raro e vem com uma série de outros problemas que perseguirão esse design.
2. O uso de um diodo no loop de feedback parece atraente, mas na rodada cerca de 100 nA sendo entregue à carga, ele terá talvez 300 mV através dele. Como impedância, isso define o ganho de ruído do circuito do amplificador operacional. Portanto, 300 mV / 100 nA é uma resistência dinâmica de 3 Mohms e esse valor de resistência aumentará apenas quando a corrente de alimentação cair abaixo de 100 nA, ou seja, as coisas piorarão com correntes mais baixas.
3. Essa resistência (a resistência dinâmica do diodo no circuito de realimentação), juntamente com a impedância dinâmica da carga, produz ganho de ruído no circuito op-amp; portanto, se a impedância dinâmica da carga for de 1 ohm, o ganho de ruído será 3.000.000 (assumindo que o amplificador operacional possa fornecer esse loop aberto).
4. O ruído de entrada do amplificador operacional (como mencionado acima) é 100nV RMS ou (usando 6 sigma), 600 nV pp. Metade disso é descartada devido ao bloqueio do diodo, deixando 300 nV amplificado por 3.000.000 e, portanto, potencialmente produzindo um pico de tensão de 0,9 volts.
5. Essa é a tensão de ruído "potencial" que pode ser vista na saída do amplificador de log. No entanto, se o ruído da tensão subir acima de 300 mV, a impedância dinâmica do diodo cai de 3 Mohm e o ganho é reduzido, e o resultado disso é que o pico da tensão do ruído provavelmente encontrará um nível de pico em cerca de 400 mV no máximo. Mas, até esse ponto (0 nA a 100 nA), todas as apostas estão fora do ar, tentando obter qualquer medida decente.

Se a impedância dinâmica da carga for 10 ohms (em vez de 1 ohm), isso é uma história diferente, mas isso será possível dada a probabilidade de 100 nF de calibre nos trilhos de força e a possível presença de valores mais altos.

Quão complicado será encontrar um amplificador operacional com um ruído de fonte de tensão tão baixa que tenha correntes de ruído de entrada realmente baixas? Lembre-se também de que para a maioria dos amplificadores operacionais, a tensão do ruído aumenta drasticamente à medida que a frequência cai abaixo de (cerca de) 100 Hz, portanto esse é um problema real.

Portanto, para fazer um amplificador de log funcionar, a largura de banda precisa ser significativamente restrita, mas isso dá ao OP a chance de medir adequadamente as mudanças dinâmicas da corrente quando (digamos) o MCU de destino executa rotinas diferentes?

Contanto que você não precise da troca rápida do ganho. Você poderia fazer um circuito opamp TIA com relés sendo usados ​​para alternar a resistência de feedback à medida que você chegasse às extremidades superior e inferior das faixas. Ficar acima de ~ 10-30 mA é difícil para o opamp típico, portanto, a faixa alta precisa de um pouco mais de reflexão. Você precisa sentir correntes bipolares?

Medir corrente em uma faixa tão ampla sem perda de precisão significativa requer um circuito sensor de corrente com resistência ajustável. Normalmente, é um conjunto de resistores com valores diferentes emparelhados com FETs ou apenas transistores FET conectados em série. Este circuito é acionado por um loop de realimentação: quando a corrente medida muda, os valores dos resistores são alterados para a tensão da porta FET ajustada. A Agilent implementa o último método em algumas de suas fontes de alimentação.