Eu preciso comparar um sinal com uma tensão constante; o sinal varia de 0 a 30mV, e eu preciso de um tempo de resposta de 50ns na diferença de 250µV. O sinal é uma onda triangular com uma taxa de variação na faixa de alguns mV / µs.
Ao observar os comparadores oferecidos pela TI , eles começam com uma tensão de desvio de 750µV, com comparadores de 10ns começando com 3000µV.
Quando, no entanto, olhando para a lista de opamps , eles começam com tensão de desvio de 1µV, com amplificadores de 100MHz começando em 100µV.
É altamente recomendável usar comparadores, e não amplificadores operacionais, para comparar sinais. Portanto, a única opção que estou vendo é pré-amplificar meu sinal com um amplificador operacional de precisão e alta velocidade e usar um comparador. No entanto, isso parece errado. Se isso for possível, por que os fabricantes de chips não oferecem isso como uma solução monolítica?
Respostas:
É difícil obter alta velocidade com uma pequena diferença.
Observe que não apenas os comparadores tendem a ter tensões de deslocamento de entrada mais altas que os opamps, mas também o ruído efetivo muito maior, pois, para obter alta velocidade, são bestas de banda larga.
Oliver Collins produziu um artigo algumas décadas atrás, mostrando que você obtém resultados muito melhores, com menos instabilidade de tempo, se você preceder um comparador rápido com um ou mais estágios de opamp de baixo ruído e baixo ganho, cada um com filtragem de pólo único na saída , para aumentar a taxa de variação estágio por estágio. Para qualquer taxa de entrada de entrada e comparador final, existe um número ideal de estágios, perfil de ganho e seleção de constantes de tempo RC.
Isso significa que os opamps iniciais não são usados como comparadores, mas como amplificadores de declive e, consequentemente, não precisam da taxa de rotação de saída ou do produto GBW que seria necessário para o comparador final.
Um exemplo é mostrado aqui, para um amplificador de inclinação de dois estágios. Nenhum valor é fornecido, pois o ótimo depende da taxa de rotação da entrada. No entanto, comparado ao uso do comparador de saída sozinho, quase qualquer perfil de ganho seria uma melhoria. Se você usou, por exemplo, um ganho de 10, seguido de um ganho de 100, esse seria um local bastante razoável para começar a experimentar.
simular este circuito - esquemático criado usando o CircuitLab
Obviamente, os amplificadores gastam muito tempo saturados. A chave para dimensionar os filtros RC é escolher uma constante de tempo, de modo que o tempo que o amplificador leve do ponto saturado ao meio, na taxa de rotação mais rápida da entrada, seja duplicado pelo RC escolhido. As constantes de tempo obviamente diminuem ao longo da cadeia do amplificador.
Os RCs são mostrados como filtros reais após o opamp, não um C colocado no resistor de ganho de realimentação. Isso ocorre porque esse filtro continua a atenuação do ruído de alta frequência em 6dB / oitava para frequências arbitrariamente altas, enquanto um capacitor no loop de realimentação interrompe a filtragem quando a frequência atinge o ganho da unidade.
Observe que o uso de filtros RC aumenta o tempo absoluto de atraso entre a entrada que ultrapassa o limite e a saída que o detecta. Se você deseja minimizar esse atraso, os RCs devem ser omitidos. No entanto, a filtragem de ruído oferecida pelos RCs permite obter melhor repetibilidade do atraso da entrada para a saída, o que se manifesta como menor instabilidade.
É apenas o opamp de entrada que precisa de alto desempenho em termos de ruído e tensão de compensação; as especificações de todos os amplificadores subsequentes podem ser relaxadas por seu ganho. Por outro lado, o primeiro amplificador não precisa de uma taxa de giro alta ou GBW tão alta quanto os amplificadores subsequentes.
A razão pela qual essa estrutura não é fornecida comercialmente é que o desempenho é tão raramente necessário, e o número ideal de estágios depende tanto da taxa de entrada de entrada e das especificações necessárias, que o mercado seria pequeno e fragmentado, e não valeria a pena. indo atrás. Quando você precisa desse desempenho, é melhor construí-lo a partir dos blocos que você pode obter comercialmente.
Aqui está a frente do artigo, em IEEE Transactions on Communications, Vol. 44, n. 5, maio de 1996, página 601, e uma tabela de resumo mostrando qual desempenho você obtém ao alterar o número de estágios de amplificação de declive e o ganho distribuição das etapas. Você verá na tabela 3 que, no caso específico de querer amplificação de inclinação 1e6, enquanto o desempenho continua a melhorar acima de 3 estágios, a maior parte da melhoria já ocorreu com apenas 3 estágios.
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Esses amplificadores operacionais com deslocamento muito baixo (como o TLC2652) têm uma largura de banda muito baixa para o que você deseja (cerca de 2 MHz); portanto, realisticamente, você precisa comparar maçãs com maçãs. Além disso, não especificado na folha de dados desse dispositivo é como a tensão de offset de entrada muda com a tensão de entrada de modo comum. Para um comparador, são esperadas grandes compensações no modo comum e, mais frequentemente do que não, a tensão de compensação de um amplificador operacional é especificada em condições ideais de sinal.
Outro fato é que a maioria dos circuitos comparadores usa histerese e isso supera em muito qualquer valor fabuloso de tensão de compensação, devido ao feedback positivo da saída ser dependente dos trilhos de alimentação.
E aqui está o principal problema com sua comparação.
Se você olhar a lista de TI após selecionar Vos como o parâmetro de filtro, o primeiro amplificador operacional com largura de banda de 100 MHz ou mais é o OPA625. Sua expectativa de 250 uV produzindo um balanço total em 50 ns significa que o ganho CA a 100 MHz deve ser (digamos) 5 volts / 250 uV = 20.000 ou 86 dB. Bem, o OPA625 possui um ganho de malha aberta abaixo de 0 dB a 100 MHz.
Isso significa que sua comparação é novamente falha. Você precisa ser realista ao fazer comparações. Um amplificador operacional de 100 MHz é décadas inferior a um comparador que pode alternar sua saída em 50 ns com uma mudança de tensão de entrada diferencial de 250 uV.
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Vamos projetar esse circuito. Você deseja uma resposta de 50 nanossegundos, portanto a largura de banda de 1 / 50nS ou 20MHz é o nosso BW inicial.
O que barulho no chão? Para uma baixa taxa de ocorrência de FALSE TRIGGERS, a potência do ruído precisa ser 10dB mais fraca que o ruído do sinal (produz 0,1% de erros de bit). Nosso ruído total integrado precisa ser 250uV / 10dB ou 250uV / 3.16 ou 80 microVolts RMS. Em 20MHz BW.
Para encontrar a densidade do ruído (e, portanto, o Rnoise permitido), dividimos 80uV por sqrt (bW) ou 80u / sqrt (20.000.000) ou 80u / 4.500 ou 18 nanoVolts / rtHz. Com 1Kohm sendo 4nanoVolts / rtHz, podemos usar valores de Rnoise de 20.000 ohms.
Sugiro o amplificador de banda larga RCA / Harris CA3011 com 3 estágios de ganho diferencial. A folha de dados diz que (normalmente) limitará a entrada de 600 microvolts e que a saída limitada / de onda quadrada é certamente adequada para conduzir um comparador rápido. A folha de dados diz que NoiseFigure é 9dB a 4.5MHz, considerando um passo de entrada 1: 2 (ressonador PI) de 50 Ohms.
Agora, sobre essa tensão de compensação incerta ...
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