Eu tenho um design implantado no qual estamos enfrentando uma alta taxa de falhas (~ 4%) na parte do conversor reversível de 12V para 5V do PCB. O papel do conversor buck no circuito é reduzir a entrada de 12 V (de uma bateria de chumbo-ácido conectada) para 5V, que é então alimentada a um receptáculo USB-A para fins de carregamento da bateria.
Todas as unidades devolvidas têm a mesma característica IC do conversor buck integrado.
O IC é um TPS562200DDCT da Texas Instruments (fabricante respeitável, pelo que sei)
Aqui está uma imagem de uma unidade com falha:
Aqui está o esquema:
Aqui está uma olhada no arquivo de design da placa de circuito impresso para essa seção da placa:
Ao analisar a falha do IC do conversor buck, acho que você pode ignorar o circuito de corte de bateria fraca. Essa parte do circuito simplesmente usa uma tensão de referência e um passe FET de passagem lateral baixa para cortar o terminal negativo da bateria do resto do circuito quando a tensão da bateria cai abaixo de 11 V.
Parece-me que um curto-circuito externo em um dispositivo conectado ao receptáculo USB não seria o culpado, já que o TPS562200DDCT possui proteção contra sobrecorrente incorporada:
7.3.4 Proteção de corrente O limite de sobrecorrente de saída (OCL) é implementado usando um circuito de controle de detecção de vale ciclo a ciclo. A corrente do comutador é monitorada durante o estado OFF, medindo o dreno FET do lado inferior para a tensão de fonte. Essa tensão é proporcional à corrente do comutador. Para melhorar a precisão, o sensor de tensão é compensado pela temperatura. Durante o tempo de ativação do comutador FET do lado superior, a corrente do comutador aumenta a uma taxa linear determinada por VIN, VOUT, o tempo de ativação e o valor do indutor de saída. Durante o tempo de ativação do interruptor FET do lado inferior, essa corrente diminui linearmente. O valor médio da corrente do comutador é a corrente de carga IOUT. Se a corrente monitorada estiver acima do nível OCL, o conversor manterá o FET do lado baixo ativado e atrasará a criação de um novo pulso definido, mesmo o circuito de realimentação de tensão exige um, até que o nível atual se torne nível OCL ou inferior. Nos ciclos de comutação subsequentes, o tempo de funcionamento é definido como um valor fixo e a corrente é monitorada da mesma maneira. Se a condição de sobrecorrente existir ciclos consecutivos de comutação, o limite interno da OCL é definido em um nível mais baixo, reduzindo a corrente de saída disponível. Quando ocorre um ciclo de comutação em que a corrente do comutador não está acima do limite inferior da OCL, o contador é redefinido e o limite da OCL retorna ao valor mais alto. Existem algumas considerações importantes para esse tipo de proteção contra sobrecorrente. A corrente de carga é maior que o limite de sobrecorrente em metade da corrente de ondulação do indutor pico a pico. Além disso, quando a corrente está sendo limitada, a tensão de saída tende a cair, pois a corrente de carga exigida pode ser maior que a corrente disponível no conversor. Isso pode causar uma queda na tensão de saída. Quando a tensão VFB cai abaixo da tensão limite da UVP, o comparador de UVP a detecta. Em seguida, o dispositivo é desligado após o tempo de atraso da UVP (normalmente 14 μs) e reinicia após o tempo de soluço (geralmente 12 ms).
Então, alguém tem alguma idéia de como isso poderia ter acontecido?
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Aqui está um link para um design de referência que eu costumava apresentar valores de componentes e pontos operacionais para o conversor buck usando o TI WEBENCH Designer:
https://webench.ti.com/appinfo/webench/scripts/SDP.cgi?ID = F18605EF5763ECE7
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Fiz alguns testes destrutivos aqui no laboratório e posso confirmar que recebo uma pilha muito parecida de plástico derretido, onde o conversor Buck costumava ser se eu conectar a bateria com polaridade reversa. Como a escolha do conector da bateria oferece uma chance relativamente alta de plug-ins de polaridade reversa acidental (digamos, 4% de chance -> wink wink), parece provável que isso seja responsável pela maioria das falhas observadas.
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Respostas:
Suspeito de sobretensão no chip, com uma segunda possibilidade de saturação do indutor, como o @oldfart sugeriu em um comentário.
Seu desvio de suprimento é um capacitor eletrolítico, um pouco distante do chip e um eletrolítico pequeno, de modo que possui uma VHS relativamente alta (e, infelizmente, uma VHS que aumentará à medida que o capacitor envelhece).
A corrente de ondulação de entrada, em combinação com a indutância perdida da fiação, pode levar a sobretensão na entrada do chip. Sugiro testá-lo com uma fonte com fios longos e testar nos limites da faixa de fornecimento. Coloque um osciloscópio nos trilhos de força e veja o tamanho dos picos. Um capacitor de 22 µF de cerâmica com eletrolítico (por exemplo, 1000 µF / 25 V 105 ° C) em paralelo, se você tiver espaço, seria muito melhor. Verifique se a cerâmica "22 µF" está acima de 10 µF na tensão operacional máxima. Deve ser o mais próximo possível do chip. E, é claro, é melhor seguir as práticas de layout sugeridas na folha de dados o mais próximo possível.
A saturação do indutor é uma questão diferente - ela tenderia a ocorrer na tensão de alimentação mínima, onde a corrente de entrada é máxima. Você pode testá-lo ignorando seu bloqueio de subtensão e reduzindo a entrada bem abaixo do mínimo normalmente esperado. Os sintomas seriam dissipação excessiva de energia no chip.
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Problema: capacitor ESR alto barato e ignorando as notas de aplicação do projeto.
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Ignorando as aplicações do carro, se não for aplicável, observe os requisitos para capacitores de ESR baixos.
Observe que 22 μF * 2 mΩ = τ = 0,044 μs é um excelente desempenho cerâmico, onde capacitores eletrolíticos baixos de ESR são <1 μs e capacitores eletrolíticos de uso geral >> 100 μs. Desde f >> 50 kHz, isso é crítico para a regulação e aprimorado com três das partes sugeridas em paralelo.
É impossível atingir esse baixo valor de VHS * C = τ em um capacitor eletrolítico de alumínio, mesmo com tipos de VHS muito baixos. É por isso que a cerâmica é usada neste design.
Se a ESR for muito alta e as cargas de passo reativas forem aplicadas, haverá mais chance de instabilidade, tensão de ondulação mais alta e superação.
Se você não possui especificações de design ou teste automotivo ou um plano de teste de TVP com teste de estresse, esse design não foi concluído corretamente.
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A ficha técnica recomenda que C4 seja um capacitor de cerâmica ESR baixo (20 µF a 68 µF). Você parece ter um eletrolítico de 22 µF. Todos os exemplos de dados mostram dois 10 µF em paralelo. O valor real provavelmente depende da frequência. Não tenho idéia se isso pode ou não ser um problema. Mas...
Eu tive o MC34063 falhar, porque o capacitor de entrada estava inapropriadamente baixo ou tinha ESR alto. A falha geralmente ocorria no desligamento, mas isso pode não ser relevante aqui.
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Através de testes destrutivos aqui no laboratório, parece que a causa mais provável dessa pilha derretida de entranhas de conversor buck foi a aplicação de polaridade reversa ao conversor buck.
Obrigado a todos por suas idéias, eu definitivamente os usarei para melhorar a próxima iteração deste design.
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Se você pretende visitar novamente o projeto, a escolha de uma peça com um limite de Ativação mais bem controlado permitirá que todo o circuito de corte de baixa tensão seja substituído por um simples divisor de potencial no pino EN. Essa economia de custos pagaria pelo novo dispositivo e poderia fornecer algum orçamento para alguns componentes de proteção. O TPS562200 pode limitar a corrente em até 5.3A. O indutor provavelmente está altamente saturado até então.
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Eu sugeriria que a parte muito pequena está esquentando quando uma carga é colocada nela e apenas queima. O layout da placa também não mostra muito na maneira de usar o cobre como dissipador de calor no nível da placa para a peça.
Você pode precisar de um espalhador de calor, usar um pacote que possua uma almofada térmica integrada e / ou encontrar outra peça em um pacote muito mais robusto.
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